In vielen Fällen sind Strommessungen ohne Gleichstromkomponente nützlich. Der häufigste Fall sind Stromwandler (CTs) für Wechselstromnetze. In diesem Artikel geht es um die Konstruktion von Stromwandlern für mittlere bis hohe Frequenzen, die wirklich einfach zu bauen sind. Die vorgestellten Formeln gelten auch für AC-Netzgeräte.

RF-Stromsonde
Bild 1. Nahaufnahme meiner HF-Stromsonde.

Sondenprinzip

Die Sonde in Bild 1 ist für die Messung von bis zu 50 AS (Spitze) in einem Frequenzbereich von 7 kHz bis zu mehreren zehn Megahertz ausgelegt. Das Schaltbild in Bild 2 recht einfach: Die Leitung, deren Strom gemessen werden soll, wird durch den Ringkern geführt, bei dem es sich um einen gewöhnlichen FT 82-43 von Amidon handelt, der bis mindestens 50 MHz gut funktioniert.

RF-Stromsonde schematisch
Bild 2. Die einfache Schaltung meiner HF-Stromsonde.

Die Sekundärwicklung besteht aus zehn Windungen Draht, die gleichmäßig über den Kern verteilt sind. Falls verfügbar, verwenden Sie eine Litze mittlerer Stärke, aber das ist nicht zwingend erforderlich. Aufgrund des Verhältnisses von 1:10 Windungen beträgt der maximale Strom in der Sekundärwicklung 5 AS.

Die Sekundärseite ist mit 0,2 Ω belastet, was durch eine Parallelschaltung von fünf 1-Ω-Widerständen realisiert wurde. Bei einem Spitzenstrom von 5 AS beträgt die Spitzenspannung über diesen Widerständen 1 VS, was für Messungen mit einem Oszilloskop sehr praktisch ist. Bei einem sinusförmigen Strom beträgt die durchschnittliche Verlustleistung an den Widerständen R × I2 = R × IS2 / 2 = 2,5 W oder 0,5 W pro Widerstand. Ein kontinuierlicher sinusförmiger Strom von 50 Ap kann nur mit Widerständen von 0,5 W oder größer gemessen werden. Aber wenn die Wellenformen gepulst sind oder sehr kurze Messungen durchgeführt werden, reichen auch Widerstände mit 0,25 W aus. Das war meine Wahl, weil ich das Design kompakt halten wollte, um eine bessere HF-Leistung zu erreichen. Okay, ich muss auch zugeben, dass dies die Widerstände waren, die ich gerade zur Hand hatte …

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Anwendung

Bild 3 zeigt die typische Anwendung der Stromsonde, die an einem BNC-Adapter für oszilloskope angeschlossen ist. Das Gerät kann aber auch mit einer direkten Koaxialkabelverbindung zum Oszilloskop-Eingang verwendet werden, denn 1 VS ist ideal für den Oszilloskop-×1-Betrieb: In diesem Fall vermeidet ein kurzes Kabel Reflexionen im interessierenden Band, die entstehen, wenn das Koaxialkabel auf beiden Seiten fehlangepasst ist. Noch besser ist es, wenn das Koaxialkabel auf der Oszilloskopseite mit seiner charakteristischen Impedanz abgeschlossen wird: Viele moderne Oszilloskope bieten die einfache Möglichkeit, die Eingangsimpedanz auf 50 Ω einzustellen. In diesem speziellen Fall muss man aber bedenken, dass die Messung aufgrund der Parallelschaltung der 50-Ω-Last mit den 0,2 Ω der Sonde leicht abweicht (der Gesamtwiderstand wird zu 0,1992 Ω, was einen Skalierungsfaktor von 50,2 A/V ergibt).

RF-Stromsonde im praktischen Einsatz.
Bild 3. Die HF-Stromsonde im praktischen Einsatz.

Die Oszilloskopsonde darf aber keinesfalls ohne BNC-Adapter direkt mit Klemmen an die Widerstände angeschlossen werden, da bei der Messung hoher HF-Ströme selbst die kleinste ungeschirmte Schleife in den Sonden Artefakte in den Messungen erzeugt.

Berechnungen

Die Konstruktion des Stromwandlers ist nicht kompliziert, aber es müssen einige elektromagnetische Formeln beachtet werden. Zunächst zum Lastwiderstand RL, der so klein wie praktisch möglich sein sollte, um die Verlustleistung zu minimieren, denn die zu messende Schaltung „sieht“ mindestens R × n2, wobei 1:n das Windungsverhältnis von 1:10  und R die Summe aus RL (0,2 Ω) und dem sekundären Drahtwiderstand (ein paar Milliohm) ist. Wie bereits erwähnt, ist es sehr wichtig, dass die Sekundärseite gleichmäßig gewickelt ist, da die zu testende Schaltung sonst eine gewisse Streuinduktivität in Reihe aufweist. Wenn wir andererseits einen zu niedrigen Wert für RL wählen, haben wir auch nur eine sehr kleine Spannung zum Messen, was zu Störsignalen auf den Leiterbahnen führt. Und schließlich sollte RL größer sein als der Widerstand der Sekundärleitung.

In meinem Fall habe ich 0,2 Ω gewählt, damit ich 1 V bei 5 A (50 A auf der Primärseite) erhalte, was dem zu testenden Stromkreis 2 mΩ hinzufügt. Die Anzahl der Sekundärwindungen n bestimmt das Stromverhältnis. Bei einem Hochfrequenz-Stromwandler muss diese Zahl niedrig gehalten werden, um Eigenresonanz zu vermeiden, die durch Streukapazitäten zusammen mit einer hohen Induktivität verursacht wird. Bei Netzstromwandlern mit der recht niedrigen Frequenz von 50 Hz ist dagegen n = 1000 ein üblicher Wert. Normalerweise sind für n Zehnerpotenzen üblich, sodass das Stromwandlerverhältnis einfach ist, aber natürlich sind auch andere Werte möglich.

Die höchste nutzbare Frequenz für einen Ringkern-Ferrit-Stromwandler hängt ab von:

  • der Leistungsfähigkeit des Ferritmaterials
  • der Eigenresonanz der Sekundärwicklung
  • der Widerstandsinduktivität (Widerstand selbst und Anschlüsse)

Ein Design wie meines kann problemlos bis zu mehreren Dutzend Megahertz funktionieren, wenn ein geeigneter Ferrit wie das Material 43 von Amidon/Fair-Rite verwendet wird. Kerne mit hoher Permeabilität, die zur EMI-Unterdrückung verwendet werden, können ebenfalls eingesetzt werden, allerdings nur bis zu wesentlich niedrigeren Frequenzen. Kerne mit niedriger Permeabilität, die für Leistungsdrosseln und Induktivitäten mit hoher Güte verwendet werden, sind nicht zu empfehlen, da ihre Induktivität pro Windung zu gering ist, was sich auf den folgenden Punkt auswirkt.

Die Wahl des Ferritkerns hat einen Einfluss auf die niedrigste nutzbare Frequenz, und zwar aus zwei Gründen:

  • Um gute Messungen zu erhalten, muss die Reaktanz der Sekundärseite viel größer als R sein, da sie auch als Last wirkt. Da die Reaktanz X = 2π f L ist, wirkt sich dies auf den unteren Frequenzbereich aus. In der Praxis sollte in diesem Bereich X > 10 RL sein.
  • Wir müssen eine Sättigung des Kerns vermeiden, die bei hohem Strom und niedriger Frequenz auftritt. Die Sättigung von Ferriten tritt bei einem Feld von B = 0,25...0,3 T auf, aber um Nichtlinearitäten zu vermeiden, müssen wir bei maximalem Strom und minimaler Frequenz unter 0,2 T bleiben.

Aus den beiden genannten Gründen erfordern niedrige nutzbare Frequenzen mit einer geringen Anzahl von Windungen und einem hohen Strom tendenziell große Kerne. Die wichtigsten Kernparameter sind AL, die Induktivität pro Windung, die bei HF-Kernen im Allgemeinen in nH/n2 ausgedrückt wird, und der Kernquerschnitt S, der sich leicht aus den Kernabmessungen berechnen lässt. Beim FT 82-43 von Amidon ist AL = 470 nH/n2 und der Querschnitt beträgt 24,6 mm2 (einfach zu berechnen aus Außendurchmesser, Innendurchmesser und Höhe).

Die Induktivität von zehn Windungen ist somit 470 nH×102 = 47 µH (denken Sie daran, dass die Induktivität von n2 abhängt). Wenn wir akzeptieren, dass X=10 R ≈ 10 RL = 2 Ω, erhalten wir durch Umkehrung der Reaktanzformel f > 6,8 kHz als die untere Grenzfrequenz. Dies kann je nach Anwendung akzeptabel sein oder auch nicht, und ein größerer Kern mit einer höheren AL hat eine niedrigere Grenzfrequenz. In meinem Fall – für die Messung einer „musikalischen“ Teslaspule – war ich an Frequenzen über 500 kHz interessiert, daher war dieser Kern gut geeignet.

Was die Sättigung angeht, so beträgt im sinusförmigen Bereich die Größe des Feldes B (magnetische Flussdichte) |B| = US /(n×2π×f×S), wobei US die Spitzenspannung an der Wicklung ist. Dieser Ausdruck lässt sich durch Gleichsetzung der beiden Ausdrücke für den magnetischen Fluss ableiten: Φc = L×I=n×B×S, wobei wir I durch den absoluten Wert des AC-Magnetisierungsstroms |I| = U /(2π×f×L) ersetzen. Wenn U und n in den vorangegangenen Entwurfsphasen festgelegt wurden, besteht die einzige Möglichkeit, ein niedrigeres f zu erreichen, darin, ein größeres S zu wählen, was wiederum einen größeren Toroid erfordert.

In meinem Fall ist Up=1V, n=10, S=24,6mm2 (achten Sie auf die korrekten Einheiten), also haben wir B<0,2T für f>3,2 kHz, was wiederum in Ordnung ist, zumindest für meine Anwendung. Es mag verwirrend sein, dass der Strom in der Berechnung nicht auftaucht: Er ist tatsächlich in U versteckt, denn wir wissen, dass 1V 50A entspricht.

Verbesserungen

Die kapazitive Kopplung zwischen Primär- und Sekundärwicklungen kann die Messungen bei den höchsten Nutzfrequenzen stören, oder sogar bei mittleren Frequenzen, wenn der Primärleiter einer hohen HF-Spannung ausgesetzt ist.

Das Design kann durch eine elektrostatische Abschirmung verbessert werden, die diese kapazitive Kopplung verhindert: In der Praxis wird hierzu der Primärdraht durch ein kleines Stück Metallrohr (typischerweise Kupfer oder Messing) geführt, das mit dem GND-Ausgang des Sekundärdrahtes verbunden ist, wie in Bild 4 gezeigt. Dies ändert nichts an der magnetischen Kopplung, blockiert aber das elektrische Feld.

Verbesserte Sonde mit elektrostatischer Abschirmung.
Bild 4. Verbesserte Sonde mit elektrostatischer Abschirmung.

Fazit

Der Bau und die wichtigsten Entwurfskriterien eines HF-Stromwandlers zeigen, dass diese Materie weniger komplex ist, als es zunächst scheint. Ich hoffe, dass die hier vorgestellten Überlegungen und Formeln nützlich sind, um den Umgang mit Ringkernen zu vereinfachen und als Grundlage für Ihre eigenen Entwicklungen zu dienen.
 

Über den Autor

Roberto Visentin ist ein kürzlich in den Ruhestand getretener Elektronikingenieur, der an Elektronik und Steuerungssystemen für Schi'se und Unterwasserroboter gearbeitet hat. Er arbeitet immer noch als freiberuflicher Berater und genießt es, mehr Zeit für die Entwicklung von Hobbyprojekten in seinem heimischen Elektroniklabor zu haben.

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Dieser Artikel erschien ursprünglich in Elektor Mai & Juni 2023. Werden sie noch heute mitglied bei Elektor!